设计的关键细节分析如下：

A.若C值较大,C上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器能量不能迅速传递到副边,见图(a);
B.若C值特别大,电压峰值小于副边反射电压,则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压Vor附近,即钳位电阻变为死负载,一直在消耗磁芯能量,见图(b);
C.若RC值太小,C上电压很快会降到副边反射电压,故在MOS开通前,钳位电阻只将成为反激变换器的死负载,消耗变压器的能量,降低效率,见图(c)：
D.如果RC值取得比较合适,到MOS开通时,C上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时,C上能量恰好可以释放完,见图(d),这种情况钳位效果较好,但电容峰值电压大,器件应力高。

注意：B和C两种方式是不允许的,

A种方式电压变化缓慢,能量不能被迅速传递；

D种方式电压峰值大,器件应力大。

E.可折衷处理:在第D种方式基础上增大电容,降低电压峰值,同时调节R,使到开关MOS开通时,C上电压放到接近副边反射电压,之后RC继续放电至开关MOS下次开通,如图(e)所示。

我们进行实际参数的具体取值进行测试分析：

小的吸收电阻对开关MOS的开关应力确实有帮助；关键点要注意我们电路设计的要解决的问题点在哪儿？建议采用最佳设计来满足电路要求！

MOS管-Coss

我们知道 MOS 管的输出电容 Coss 的存在。Coss上面会储存和释放能量，MOS管的开关过程中，也会造成功率损耗从而影响效率。

当MOS管关闭后, Vds 两端的电压迅速上升。电容 Coss 同时被充电-“流过变压器原边的电流IP首先给漏源寄生电容Cds（Coss）恒流充电(因LP很大)，UDS快速上升(寄生电容Cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到Cds（Coss）”

从我的EMI设计理论：“漏感能量在传递到RCD钳位电路之前，是有损耗的，损耗在于MOS管的输出电容上，也就是Coss；漏感能量要先给它充能，使得它两端的电压能达到钳位电路的钳位电压，达到了钳位电压后，二极管才会导通，接着才是漏感能量向钳位电路传递能量”漏感从一开就参与了给Coss充电，而当电压上升到Vin+VR的时候，漏感继续给Coss充电，直至Coss上的电压升至Vin+Vsn(Vspike)!

要想知道Coss上的能耗及系统影响，首先要知道 Coss 是多少；我在30MHZ-50MHZ的EMI影响中有进行分析；再将常用的MOS-DS进行参考分析！规格书中的 Coss=100pF（典型值）是在电压25V时的数据. Coss 随电压变化的曲线如下

由图中可以看出当电压升至几百V 的时候， Coss 就只有几十pF了。

因此MOS管输出电容上损耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的 3%左右，所以可以忽略不计-Coss上的能耗是不是真的很小，是否可以忽略不计呢？我们需要具体的计算分析一下。显然这个 Coss 是很难准确计算出来的，只有用实验的手段来测量其实际的情况了。

注意：由于RCD吸收钳位电路中-钳位二极管正向恢复的影响，VDS出现关断的瞬时尖峰电压！

在下图中：我有将吸收二极管D上并联电容Ct=220PF/470PF测试系统的波形如下：

黑色为：吸收二极管上 无并联电容C 的波形

绿色为：吸收二极管上 并联电容C=220PF 的波形

实际应用中：吸收二极管上 并联电容Ct=220PF的电容 消除了VDS的正向的尖峰电压；同时从图中可以看到其振荡频率减小，其对应的高频谐波分量也会减小！对系统的EMI有较好的改善作用！

RCD吸收设计分析：

1.R1阻值越大，图中A点的尖峰越高；R1,C1的充放电速度变慢，C2的电容小，其充电速度快；会快速达到顶点A.

2.C1,R1对漏感能量吸收充电或放电为下一个周期的吸收做准备；过度的吸收会影响系统的效率，RC的损耗大；欠吸收时A点电压升高，MOS-VDS耐压检查设计裕量！

3.漏感Lkp 与C2的值，影响B位置的振荡波形（谐振频率）

4.Ct的作用如前面波形测试分析！

注意不良的吸收电路对系统可靠性会带来影响；如下：

吸收电路1：RCD参数设计合理波形

吸收电路2：RCD欠吸收波形；要注意开关MOS的耐压及裕量设计！

吸收电路3：RCD过吸收波形；RCD损耗大，影响系统效率！

阿杜老师的理论是：产品可靠性第一位！再来最佳成本同时优化EMI的设计！

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杜佐兵 

电磁兼容（EMC）线上&线下高级讲师

杜佐兵老师在电子行业从业近20年，是国家电工委员会高级注册EMC工程师，武汉大学光电工程学院、光电子半导体激光技术专家。目前专注于电子产品的电磁兼容设计、开关电源及LED背光驱动设计。

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