1 引言
由于受电力电子器件电压容量的限制，传统的两电平变频器通常采用“高-低-高”方式经变压器降压和升压来获得高压大功率，或采用多个小容量逆变单元经多绕组变压器多重化来实现，这使得系统效率和可靠性下降。因而，人们希望实现直接的高压逆变技术。基于电力电子器件直接串联的高压变频器对动静态的均压电路要求较高，并且输出电压高次谐波含量高，需设置输出滤波器。级联多电平逆变电路的提出为解决上述问题取得了突破性的进展。
级联多电平逆变器是由若干个基本逆变单元（例如h桥逆变器）通过串联连接而形成的单相或三相逆变器。每一个逆变单元可以输出方波或阶梯波，通过输出波形的叠加合成，形成更多电平台阶的阶梯波，以逼近逆变器的正弦输出电压。这种电路的特点：随着逆变器级联数目的增加，输出电压的电平数增加，从而使得输出电压或电流波形的谐波含量减小;由于多个逆变单元串联完成整个逆变任务，虽然整体输出开关频率变高，但各个逆变单元功率器件的开关频率并不高，因此与非级联电路相比功率器件承受的电压应力减小，在高压应用中无需均压电路，同时可避免大的dv/dt所导致的电机负载绝缘等问题;当各串联或并联连接的级联单元中有一个单元故障时，可通过把此单元短接而退出工作，其它单元仍然能够正常工作，保证系统正常运行。使模块化逆变器产品的封装，生产和制造成为可能，扩展容易。近年来，由于级联多电平逆变器的上述优点，在中高压调速领域、不停电电源、交流柔性输电系统（facts）等应用中引起了电力电子行业的极大关注，成为中高压能量变换的首选方案。因此级联多电平逆变器的拓扑结构及其控制策略的研究将极有意义。本文在阅读国内外文献的基础上，对级联多电平逆变器的主电路拓扑结构及其控制方法进行汇总，以期对级联多电平逆变器的研究提供参考。
2 级联多电平逆变电路的拓扑结构
多电平逆变器实现的结构一般主要有：二极管箝位型（diode-clampedinverter）、飞跨电容箝位型（flying-capacitorinverter）、具有独立直流电源的级联型（cascaded-inverters with separate dcsources）、具有多绕组变压器输出的多重化型等等。
2.1基本的多电平逆变电路
（1） 全桥逆变电路
全桥逆变器的主电路图见图1。由于控制方式的不同，它可以有很多种工作方式，常用的工作方式为：
两电平：s1（d1）和s4（d4）导通，而s2和s3关断，uab=vdc;反之，s2（d2）和s3（d3）导通，而s1和s4关断，uab=-vdc;三电平：s1（d1）和s4（d4）导通，uab=vdc;s2和s3导通，uab=-vdc;s1（d1）和s2（d2）导通或s3（d3）和s4（d4）导通，uab=0。
对图1进行改进就可以得到5电平单相桥式逆变电路［17］，如图2所示。和图1相比，多了一个电容，使负载输出的电平数为5:vdc，-vdc，0，+vdc/2，-vdc/2。s5截止时其工作同单相全桥逆变电路，可输出三电平;s5和s4（d4）导通时，uab=vdc/2; s5和s2（d2）导通时，uab=-vdc/2。
（2） 二极管箝位多电平逆变电路
1977年德国学者holtz首次提出了利用开关管来辅助中点箝位的三电平逆变器主电路，1980年日本的a·nabae等人对其进行了发展，提出了二极管箝位式逆变电路。图3（a）为二极管箝位逆变电路，它具有2个电容，能输出3电平的相电压。
u相工作情况与输出相电压的电平
s11和s12（或d11和d12）通，s41和s42断，uo间电位差为vdc/2;
s41和s42（或d41和d42）通，s11和s12断，uo间电位差为-vdc/2;
s12和s41导通，s11和s42关断时，uo间电位差为0;
s12和s41不能同时导通;
u》0时，s12和d1导通;
u《0时，s41和d4导通。
bhagwat和stefanovic在1983年进一步将三电平推广到多电平的结构。二极管箝位式多电平变换电路的特点是采用多个二极管对相应的开关器件进行箝位，同时利用不同的开关组合输出所需的不同电平。对于n电平电路，直流侧需n-1个电容，能输出n电平的相电压，线电压为（2n-1）电平，图3（b）为二极管箝位式5电平变换电路拓扑结构。显然输出电平越多，其输出电压和输出电流的总谐波畸变率越小。二极管箝位结构的显著优点：就是利用二极管箝位解决了功率器件串联的均压问题，适于高电压场合。
缺点
虽然开关器件被箝位在vdc/（n-1）电压上，但是二极管却要承受不同倍数的vdc/（n-1）反向耐压;如果使二极管的反向耐压与开关器件相同，则需要多管串联，当串联数目很大时，增加了实际系统实现的难度;当逆变器传输有功功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。
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